交流變頻調速基本原理
1 異步電動機概述
1． 異步電動機旋轉原理
異步電動機的電磁轉矩是由定子主磁通和轉子電流相互作用產生的。
⑴磁場以n0轉速順時針旋轉，轉子繞組切割磁力線，產生轉子 電流
⑵通電的轉子繞組相對磁場運動，產生電磁力
⑶電磁力使轉子繞組以轉速n旋轉，方向與磁場旋轉方向相同
2． 旋轉磁場的產生
旋轉磁場實際上是三個交變磁場合成的結果。這三個交變磁場應滿足：
⑴在空間位置上互差2π/3 rad電度角。這一點，由定子三相繞組的布置來保證
⑵在時間上互差2π/3 rad相位角（或1/3周期）。這一點，由通入的三相交變電流來保證
3． 電動機轉速
產生轉子電流的必要條件是轉子繞組切割定子磁場的磁力
線。因此，轉子的轉速n必須低于定子磁場的轉速n0，兩者之差稱為轉差：
Δn＝n0－n
轉差與定子磁場轉速（常稱為同步轉速）之比，稱為轉差率：
s＝Δn / n0
同步轉速n0由下式決定：
n0＝60 f / p
式中，f為輸入電流的頻率，p為旋轉磁場的極對數。
由此可得轉子的轉速
n＝60 f（1－s）/ p
2 異步電動機調速
由轉速n＝60f（1－s）/p可知異步電動機調速有以下幾方
法：
4． 改變磁極對數p （變極調速）
定子磁場的極對數取決于定子繞組的結構。所以，要改變
p，必須將定子繞組制為可以換接成兩種磁極對數的特殊形式。通常一套繞組只能換接成兩種磁極對數。
變極調速的主要優點是設備簡單、操作方便、機械特性較硬、
效率高、既適用于恒轉矩調速，又適用于恒功率調速；其缺點是
有極調速，且極數有限，因而只適用于不需平滑調速的場合。
5． 改變轉差率s （變轉差率調速）
以改變轉差率為目的調速方法有：定子調壓調速、轉子變電
阻調速、電磁轉差離合器調速、串極調速等。
⑴定子調壓調速
當負載轉矩一定時，隨著電機定子電壓的降低，主磁通減少，轉子感應電動勢減少，轉子電流減少，轉子受到的電磁力減少，轉差率s增大，轉速減小，從而達到速度調節的目；同理，定子電壓升高，轉速增加。
調壓調速的優點是調速平滑，采用閉環系統時，機械特性較硬，調速范圍較寬，缺點是低速時，轉差功率損耗較大，功率因素低，電流大，效率低。調壓調速既非恒轉矩調速，也非恒功率調速，比較適合于風機泵類特性的負載。
分體機上的室內風機就是利用定子電壓調速的方法進行調速的，其調速電路如下圖。
根據風機速度的反饋信號，控制晶閘管SCR導通的相角，從而控制風機定子的輸入電壓，以控制風機的風速。
前面講在空間位置上互差2π/3 rad電度角的三相繞組通以在時間上互差2π/3 rad相位角（或1/3周期）三相交變電流可產生旋轉磁場，同樣，在空間位置上互差π/2 rad電度角的兩相繞組通以在時間上互差π/2 rad相位角（或1/2周期）兩相交變電流也可產生旋轉磁場。下圖中，電容C的作用就是把一相電流移相，以產生兩相在時間上互差π/2 rad相位角（或1/2周期）交變電流，在空間位置上互差π/2rad電度角的兩相繞組是由風機的內部結構來保證的。
⑵轉子變電阻調速
當定子電壓一定時，電機主磁通不變，若減小定子電阻，則
轉子電流增大，轉子受到的電磁力增大，轉差率減小，轉速降低；
同理增大定子電阻，轉速增加。
轉子變電阻調速的優點是設備和線路簡單，投資不高，但其
機械特性較軟，調速范圍受到一定限制，且低速時轉差功率損耗較大，效率低，經濟效益差。目前，轉子變電阻調速只在一些調速要求不高的場**用。
⑶電磁轉差離合器調速
異步電動機電磁轉差離合器調速系統以恒定轉速運轉的異步電動機為原動機，通過改變電磁轉差離合器的勵磁電流進行速度調節。
電磁轉差離合器由電樞和磁極兩部分組成，二者之間沒有機械的聯系，均可自由旋轉。離合器的電樞與異步電動機轉子軸相連并以恒速旋轉，磁極與工作機械相連。
電磁轉差離合器的工作原理是：如果磁極內勵磁電流為零，電樞與磁極間沒有任何電磁聯系，磁極與工作機械靜止不動，相當于負載被“脫離”；如果磁極內通入直流勵磁電流，磁極即產生磁場，電樞由于被異步電動機拖動旋轉，因而電樞與磁極間有相對運動而在電樞繞組中產生電流，并產生力矩，磁極將沿著電樞的運轉方向而旋轉，此時負載相當于被“合上”，調節磁極內通入的直流勵磁電流，就可調節轉速。
電磁轉差離合器調速的優點是控制簡單，運行可靠，能平滑調速，采用閉環控制后可擴大調速范圍，運用于通風類或恒轉矩類負載；其缺點是低速時損耗大，效率低。
⑷串極調速
前面介紹的定子調壓調速、轉子變電阻調速、電磁轉差離合
器調速均存在著轉差功率損耗較大、效率低的問題，是很大的浪費。如何能夠將消耗于轉子電阻上的功率利用起來，同時又能提高調速性能？串極調速就是在這樣的指導思想下提出來的。
串極調速的基本思想是將轉子中的轉差功率通過變換裝置加以利用，以提高設備的效率。
串極調速的工作原理實際上是在轉子回路中引入了一個與轉子繞組感應電動勢頻率相同的可控的附加電動勢，通過控制這個附加電動勢的大小，來改變轉子電流的大小，從而改變轉速。見下圖。
串極調速具有機械特性比較硬、調速平滑、損耗小、效率高等優點，便于向大容量發展，但它也存在著功率因素較低的缺點。
6． 改變頻率f （變頻調速）
當極對數p不變時，電動機轉子轉速與定子電源頻率成正比，因此，連續的改變供電電源的頻率，就可以連續平滑的調節電動機的轉速。
異步電動機變頻調速具有調速范圍廣、調速平滑性能好、機械特性較硬的優點，可以方便的實現恒轉矩或恒功率調速，整個調速特性與直流電動機調壓調速和弱磁調速十分相似，并可與直流調速相比美。
3 異步電動機變頻調速
1．變頻器與逆變器、斬波器
變頻調速是以變頻器向交流電動機供電，并構成開環或閉環系統。變頻器是把固定電壓、固定頻率的交流電變換為可調電壓、可調頻率的交流電的變換器，是異步電動機變頻調速的控制裝置。逆變器是將固定直流電壓變換成固定的或可調的交流電壓的裝置（DC－AC變換）。將固定直流電壓變換成可調的直流電壓的裝置稱為斬波器（DC－DC變換）。
2．變壓變頻調速（VVVF）
在進行電機調速時，通常要考慮的一個重要因素是，希望保持電機中每極磁通量為額定值，并保持不變。
如果磁通太弱，即電機出現欠勵磁，將會影響電機的輸出轉矩，由
TM＝KTFM I 2 COSj2
(式中TM ：電磁轉矩，FM：主磁通，I 2：轉子電流，COSj2：轉子回路功率因素，KT：比例系數)，可知，電機磁通的減小，勢必造成電機電磁轉矩的減小。
由于電機設計時，電機的磁通常處于接近飽和值，如果進一步增大磁通，將使電機鐵心出現飽和，從而導致電機中流過很大的勵磁電流，增加電機的銅損耗和鐵損耗，嚴重時會因繞組過熱而損壞電機。
因此，在改變電機頻率時，應對電機的電壓進行協調控制，以維持電機磁通的恒定。
為此，用于交流電氣傳動中的變頻器實際上是變壓（Variable Voltage，簡稱VV）變頻（VariableFrequency，簡稱VF）器，即VVVF。所以，通常也把這種變頻器叫作VVVF裝置或VVVF。
根據異步電動機的控制方式不同，變壓變頻調速可分為恒定壓頻比（V/F）控制變頻調速、矢量控制（FOC）變頻調速、直接轉矩控制變頻調速等。
3．變頻器分類
⑴從變頻器主電路的結構形式上可分為交－直－交變頻器和交－交變頻器。
交－直－交變頻器首先通過整流電路將電網的交流電整流成直流電，再由逆變電路將直流電逆變為頻率和幅值均可變的交流電。交－直－交變頻器主電路結構如下圖。
交－交變頻器把一種頻率的交流電直接變換為另一種頻率的交流電，中間不經過直流環節，又稱為周波變換器。它的基本結構如下圖所示。
常用的交－交變頻器輸出的每一相都是一個兩組晶閘管整流裝置反并聯的可逆線路。正、反向兩組按一定周期相互切換，在負載上就獲得交變的輸出電壓u0。輸出電壓u0的幅值決定于各組整流裝置的控制角a，輸出電壓u0的頻率決定于兩組整流裝置的切換頻率。如果控制角a一直不變，則輸出平均電壓是方波，要的到正弦波輸出，就在每一組整流器導通期間不斷改變其控制角。
對于三相負載，交－交變頻器其他兩相也各用一套反并聯的可逆線路，輸出平均電壓相位依次相差120°。
交－交變頻器由其控制方式決定了它的*高輸出頻率只能達到電源頻率的1/3～1/2，不能高速運行，這是它的主要缺點。但由于沒有中間環節，不需換流，提高了變頻效率，并能實現四象限運行，因而多用于低速大功率系統中，如回轉窯、軋鋼機等。
⑵從變頻電源的性質上看，可分為電壓型變頻器和電流型變頻器。
對交－直－交變頻器，電壓型變頻器與電流型變頻器的主要區別在于中間直流環節采用什么樣的濾波器。
電壓型變頻器的主電路典型形式如下圖。在電路中中間直流環節采用大電容濾波，直流電壓波形比較平直，使施加于負載上的電壓值基本上不受負載的影響，而基本保持恒定，類似于電壓源，因而稱之為電壓型變頻器。
電壓型變頻器逆變輸出的交流電壓為矩形波或階梯波，而電流的波形經過電動機負載濾波后接近于正弦波，但有較大的諧波分量。
由于電壓型變頻器是作為電壓源向交流電動機提供交流電功率，所以主要優點是運行幾乎不受負載的功率因素或換流的影響；缺點是當負載出現短路或在變頻器運行狀態下投入負載，都易出現過電流，必須在極短的時間內施加保護措施。
電流型變頻器與電壓型變頻器在主電路結構上基本相似，所不同的是電流型變頻器的中間直流環節采用大電感濾波，見下圖，直流電流波形比較平直，使施加于負載上的電流值穩定不變，基本不受負載的影響，其特性類似于電流源，所以稱之為電流型變頻器。
電流型變頻器逆變輸出的交流電流為矩形波或階梯波，當負載為異步電動機時，電壓波形接近于正弦波。
電流型變頻器的整流部分一般采用相控整流，或直流斬波，通過改變直流電壓來控制直流電流，構成可調的直流電源，達到控制輸出的目的。
電流型變頻器由于電流的可控性較好，可以限制因逆變裝置換流失敗或負載短路等引起的過電流，保護的可靠性較高，所以多用于要求頻繁加減速或四象限運行的場合。
一般的交－交變頻器雖然沒有濾波電容，但供電電源的低阻抗使它具有電壓源的性質，也屬于電壓型變頻器。也有的交－交變頻器用電抗器將輸出電流強制變成矩形波或階梯波，具有電流源的性質，屬于電流型變頻器。
⑶交－直－交變頻器根據VVVF調制技術不同，分為PAM和PWM兩種。
PAM是把VV和VF分開完成的，稱為脈沖幅值調制（Pulse Amplitude Modulation）方式，簡稱PAM方式。
PAM調制方式又有兩種：一種是調壓采用可控整流，即把交流電整流為直流電的同時進行相控整流調壓，調頻采用三相六拍逆變器，這種方式結構簡單，控制方便，但由于輸入環節采用晶閘管可控整流器，當電壓調得較低時，電網端功率因素較低，而輸出環節采用晶閘管組成的三相六拍逆變器，每周換相六次，輸出的諧波較大。其基本結構見圖a；另一種是采用不控整流、斬波調壓，即整流環節采用二極管不控整流，只整流不調壓，再單獨設置PWM斬波器，用脈寬調壓，調頻仍采用三相六拍逆變器，這種方式雖然多了一個環節，但調壓時輸入功率因素不變，克服了上面那種方式中輸入功率因數低的缺點。而其輸出逆變環節未變，仍有諧波較大的問題。其基本結構見圖b。
PWM是將VV與VF集中于逆變器一起來完成的，稱為脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation）方式，簡稱PWM方式。
PWM調制方式采用不控整流，則輸入功率因素不變，用PWM逆變同時進行調壓和調頻，則輸出諧波可以減少。其基本結構見圖c。
在VVVF調制技術發展的早期均采用PAM方式，這是由于當時的半導體器件是普通晶閘管等半控型器件，其開關頻率不高，所以逆變器輸出的交流電壓波形只能是方波。而要使方波電壓的有效值隨輸出頻率的變化而改變，只能靠改變方波的幅值，即只能靠前面的環節改變中間直流電壓的大小。隨著全控型快速半導體開關器件BJT、IGBT、GTO等的發展，才逐漸發展為PWM方式。由于PWM方式具有輸入功率因數高、輸出諧波少的優點，因此在中小功率的變頻器中，幾乎全部采用PWM方式，但由于大功率、高電壓的全控型開關器件的價格還較昂貴，所以為降低成本，在數百千瓦以上的大功率變頻器中，有時仍需要使用以普通晶閘管為開關器件的PAM方式。
4 變壓變頻協調控制
前面講在進行電機調速時，為保持電動機的磁通恒定，需要對電機的電壓與頻率進行協調控制。那么應該怎樣對電機的電壓與頻率進行協調控制呢？
對此，需要考慮基頻（額定頻率）以下和基頻以上兩種情況。
基頻，即基本頻率f1，是變頻器對電動機進行恒轉矩控制和恒功率控制的分界線，應按電動機的額定電壓（指額定輸出電壓，是變頻器輸出電壓中的*大值，通常它總是和輸入電壓相等）進行設定，即在大多數情況下，額定輸出電壓就是變頻器輸出頻率等于基本頻率時的輸出電壓值，所以，基本頻率又等于額定頻率fN（即與電動機額定輸出電壓對應的頻率）。
異步電動機變壓變頻調速時，通常在基頻以下采用恒轉矩調速，基頻以上采用恒功率調速。
1 基頻以下調速
在一定調速范圍內維持磁通恒定，在相同的轉矩相位角的條件下，如果能夠控制電機的電流為恒定，即可控制電機的轉矩為恒定，稱為恒轉矩控制，即電機在速度變化的動態過程中，具有輸出恒定轉矩的能力。
由于恒定U1 / f1控制能在一定調速范圍內近似維持磁通恒定，因此恒定U1 / f1控制屬于恒轉矩控制。
嚴格地說，只有控制Eg / f1恒定才能控制電機的轉矩為恒定。
⑴恒定氣隙磁通FM控制（恒定Eg/ f1控制）
根據異步電動機定子的感應電勢
Eg =4.44f1 N1 KN1 FM
（式中 Eg為氣隙磁通在每相定子感應的電動勢，f1為電源頻率，N1為定子每相繞組串聯匝數，KN1為與繞組結構有關的常數，FM為每極氣隙磁通），可知，要保持FM不變，當頻率f1變化時，必須同時改變電動勢Eg的大小，使
Eg / f1＝常值
即采用恒定電動勢與頻率比的控制方式。（恒定Eg / f1控制）
又，電機定子電壓
U1＝Eg+(r1 +jx1)I1
（式中 U1為定子電壓，r1為定子電阻，x1為定子漏磁電抗，I1為定子電流），如果在電壓、頻率協調控制中，適當地提高電壓U1，使它在克服定子阻抗壓降以后，能維持Eg/ f1為恒值，則無論頻率高低，每極磁通FM均為常值，就可實現恒定Eg/ f1控制。
恒定Eg / f1控制的穩態性能優于下面講的恒定U1 / f1控制，它正是恒定U1 / f1控制中補償定子壓降所追求的目標。
⑵恒定壓頻比控制（恒定U1 / f1控制）
根據上面的公式，在電動機正常運行時，由于電動機定子電阻r1和定子漏磁電抗x1的壓降較小，可以忽略，則電機定子電壓U1與定子感應電動Eg近似相等，即
U1≈Eg
則得
U1 / f1＝常值
這就是恒壓頻比的控制方式。（恒定U1 / f1控制）
由于電機的感應電勢檢測和控制比較困難，考慮到在電機正常運轉時電機的電壓和電勢近似相等，因此可以通過控制U1 / f1恒定，以保持氣隙磁通基本恒定。
恒定U1 / f1控制是異步電動機變頻調速的*基本控制方式，它在控制電動機的電源頻率變化的同時控制變頻器的輸出電壓，并使二者之比U1 / f1為恒定，從而使電動機的磁通基本保持恒定。
恒定U1 / f1控制的出發點是電動機的穩態數學模型，它的控制效果只有在穩態時才符合要求。在過渡過程中，電動機所產生的轉矩需要按照電動機的動態數學模型進行分析計算。因此恒定U1 / f1控制的電動機系統難以滿足動態性能的要求。在起動時，為了使系統能滿足穩態運行的條件，頻率的變化應盡可能緩慢，以避免電動機出現失速現象，即電動機轉子的轉速與旋轉磁場的轉速相差很大。滑差增大，造成電動機中流過很大的電流，電動機輸出的轉矩將減小。
恒定U1 / f1控制*容易實現，它的變頻機械特性基本上是平行下移，硬度也較好，能夠滿足一般的調速要求，突出優點是可以進行電機的開環速度控制。
恒定U1 / f1控制存在的主要問題是低速性能較差。這是由于低速時異步電動機定子電阻壓降所占比重增大，已不能忽略，電機的電壓和電勢近似相等的條件已不滿足，仍按U1 / f1恒定控制已不能保持電機磁通恒定。電機磁通的減小，電機電磁轉矩的減小。因此，在低頻運行的時候，要適當的加大U1 / f1的值，以補償定子壓降。
若采用開環控制，則除了定子漏阻抗的影響外，變頻器橋臂上下開關元件的互鎖時間也是影響電機低速性能的重要原因。對電壓型變頻器，考慮到電力半導體器件的導通和關斷均需一定時間，為防止上下元件在導通/關斷切換時出現直通，造成短路而損壞，在控制導通時設置一段開關導通延遲時間。在開關導通延遲時間內，橋臂上下電力半導體器件均處于關斷狀態，因此又將開關導通延遲時間稱為互鎖時間。互鎖時間的長短與電力半導體器件的種類有關。由于互鎖時間的存在，變頻器的輸出電壓將比控制電壓低。在低頻的時候，變頻器的輸出電壓比較低，PWM逆變脈沖的占空比比較小，這時互鎖時間的影響就比較大，從而導致電機的低速性能降低。互鎖時間造成的壓降還會引起轉矩脈動，在一定條件下將會引起轉速、電流的振蕩，嚴重時變頻器不能運行。
對磁通進行閉環控制是改善U1 / f1恒定控制性能的十分有效的方法。采用磁通控制后，電機的電流波形的到明顯改善，氣隙磁通更加接近圓形。
⑶恒定轉子磁通Fr控制（恒定Er / f1控制）
如果把電壓、頻率協調控制中的電壓U1進一步再提高一些，把轉子漏抗上的壓降也抵消掉，便的到恒定Er / f1控制，其機械特性是一條直線。顯然，恒定Er/ f1控制的穩態性能*好，可以獲得和直流電機一樣的線性機械特性。這正是高性能交流變頻調速所要求的性能。
問題是，怎樣控制變頻器的電壓和頻率才能獲得恒定Er / f1的呢？按照電動勢與磁通的關系
Eg =4.44f1 N1 KN1 FM
可以看出，當頻率恒定時，電動勢與磁通成正比。在上式中，氣隙磁通Eg的感應電動勢對應于氣隙磁通FM，那么，轉子磁通的感應電動勢Er就應該對應于轉子磁通Fr
Er =4.44f1 N1 KN1 Fr
由此看見，只要能夠按照轉子磁通
Fr＝恒值
進行控制，就可獲得恒定Er / f1控制。這正是矢量控制系統所遵循的原則。
2 基頻以上調速
當電機的電壓隨著頻率的增加而升高時，若電機的電壓已達到電機的額定電壓，繼續增加電壓有可能破壞電機的絕緣。為此，在電機達到額定電壓后，即使頻率增加仍維持電機電壓不變。這樣，電機所能輸出的功率由電機的額定電壓和額定電流的乘積所決定，不隨頻率的變化而變化。具有恒功率特性。
在基頻以上調速時，頻率可以從基頻往上增加，但電壓卻不能超過額定電壓，此時，電機調速屬于恒轉矩調速。
電機在恒轉矩調速時，磁通與頻率成反比地降低，相當于直流電機弱磁升速的情況。
3 V/F控制與V/F曲線
⑴V/F控制
在恒定U1 / f1控制中，頻率f1下降時，定子電阻壓降在U1中所占比例增大，造成氣隙磁通FM和轉矩下降，采取適當提高U1 / f1的方法，來低償定子電阻壓降的增大，而保持FM＝恒值，*終使電動機的轉矩得到補償。這種方法稱為轉矩補償，因為它是通過提高U1 / f1而得到的，故又稱V/F控制或電壓補償。許多書中則直譯為轉矩提升（Torque boost）。
⑵基本V/F曲線
U1 / f1＝恒值時的V/F曲線稱為基本V/F曲線（見下圖中曲線a），它表明了沒有補償時的電壓U1和頻率f1之間的關系。它是進行V/F控制時的基準線。
⑶全補償V/F曲線
不論f1為多大（在f1≤fN的范圍內），通過補償，都能保持FM＝恒值，稱為完全補償V/F曲線，簡稱全補償V/F曲線（見下圖中曲線b）。
全補償V/F曲線與電動機的參數有關，而電動機的型號規格很多，其全補償V/F曲線各不相同，即使是同一型號、同一規格的電動機，應用場合的不同，其全補償V/F曲線各不相同。這是因為轉矩補償的實質是用提高電壓的方法來補償定子阻抗壓降的。而定子阻抗壓降的大小是和定子電流I1的大小有關的，定子電流的大小又與負載有關。因此，電動機的負載大小不同，所需的補償電壓（從而全補償V/F曲線）也不一樣。
⑷過分補償
有的用戶認為，補償小可能會帶不動負載，補償大了沒問題，故而在設定V/F曲線時“寧小毋大”，或在設定V/F曲線時，只根據*重負載的要求來設定，則在輕載或空載時，就會出現補償過分。
補償過分，說明電壓U1提升過多，使電動勢Eg在U1中的比例相對減小，則定子電流I1增加。但電動機的負載與轉速均未變，故定子電流I1增大，勵磁電流I0必增大，其結果是磁通FM增加。磁通增加，將使鐵心達到飽和，FM的波形將逐漸地由正弦波變成平頂波，而勵磁電流I0則為尖頂波。補償越過分，鐵心的飽和程度越深，I0的峰值也越高，甚至引起變頻器因過電流而跳閘。
5 脈沖寬度調制（PWM）技術
PWM技術是利用半導體開關器件的導通與關斷把直流電壓變為電壓脈沖序列，并通過控制電壓脈沖寬度或電壓脈沖周期以達到改變電壓的目的，或者通過控制電壓脈沖寬度和電壓脈沖序列的周期以達到變壓和變頻的目的。在變頻調速中，前者主要應用于PWM斬波（DC－DC變換），后者主要應用于PWM逆變（DC－AC變換）。PWM脈寬調制是利用相當于基波分量的信號波（調制波）對三角載波進行調制，以達到調節輸出脈沖寬度的目的。相當于基波分量的信號波（調制波）并不一定指正弦波，在PWM優化模式控制中可以是預畸變的信號波，正弦信號波是一種*通常的調制信號，但決不是*優信號。
PWM控制技術有許多種，并且還在不斷發展中。但從控制思想上分，可把它們分成四類，即等脈寬PWM法、正弦波PWM法（SPWM）、磁鏈跟蹤PWM法（SVPWM）和電流跟蹤PWM法等。